芯耀
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本文繼續(xù)上期文章的話題，將 RTQ6363 的應(yīng)用說明翻譯給你做參考。
輸出電容的選擇
輸出電容 COUT 的選擇主要受輸出電壓紋波需求和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)特性需求的影響。
輸出電壓紋波的峰峰值 ΔVOUT 可由下式進(jìn)行評估：
其中的 ΔIL 是電感電流紋波峰峰值，其最大值發(fā)生在輸入電壓最高時(shí)，因?yàn)?ΔIL 會隨著輸入電壓的增加而增加。將多只電容并聯(lián)使用可以滿足應(yīng)用對 ESR 的需求和對電流紋波有效值的需求。
考慮負(fù)載瞬態(tài)變化的影響時(shí)，應(yīng)用對輸出電壓的下墜幅度 VSAG 和隆起幅度 VSOAR 的需求就要被納入考慮范疇，這會影響對輸出電容有效值的選擇。輸出電壓下墜和隆起的幅度與 PWM 控制環(huán)路的交叉頻率有關(guān)，其間的關(guān)系可用下式進(jìn)行表達(dá)：
陶瓷電容具有很低的等效串聯(lián)電阻 ESR，將其用作輸出電容可帶來非常好的紋波性能，尤其是使用 X7R 規(guī)格電介質(zhì)的電容在溫度和電壓變化下的性能都非常出色，是最值得被推薦的，但是這些電容在不同的直流電壓下和不同的交流信號頻率下都會有不同的容量變化，在設(shè)計(jì)中是必須被考慮到的。例如，當(dāng)直流電壓被施加到這些電容上時(shí)，它們的電容有效值會隨著直流電壓的升高而不斷降低，大部分陶瓷電容在被使用到它們的額定耐壓時(shí)其實(shí)際容量都有 50% 甚至更多的損失，所以在選擇其容量時(shí)必須將由電壓帶來的影響考慮進(jìn)去。
續(xù)流二極管的選擇
當(dāng)上橋 MOSFET 開關(guān)截止時(shí)，電感電流需要繼續(xù)流動(dòng)，位于低側(cè)的外接二極管就起到了續(xù)流的作用，它連接在 SW 和 GND 之間。
續(xù)流二極管的反向電壓承受能力必須等于或大于最高輸入電壓 VIN_MAX，它的平均正向?qū)娏鞒惺苣芰?yīng)該等于或大于最大負(fù)載電流。從效率的角度考慮，續(xù)流二極管的正向?qū)妷簯?yīng)該盡可能地低，反向恢復(fù)時(shí)間應(yīng)該盡可能地短。綜合起來看，續(xù)流二極管的最佳選擇是肖特基二極管。
被選作續(xù)流二極管的肖特基二極管的正向?qū)妷罕仨毿∮趫D 6 所示的正向?qū)妷合拗?，這種限制是與溫度有關(guān)的，超出這種限制便有可能造成 IC 功能的不正常。
之所以會有這種限制的存在，是因?yàn)?RTQ6363 內(nèi)部集成有低側(cè) MOSFET 開關(guān)，它的作用是在負(fù)載很輕又同時(shí)遇到了自舉電容電壓太低時(shí)導(dǎo)通以實(shí)現(xiàn)對自舉電容的再充電。這個(gè)低側(cè)開關(guān)包含有體二極管，它的電流通過能力非常有限，如果上述續(xù)流二極管的正向?qū)妷撼^了這個(gè)體二極管的導(dǎo)通電壓，那么應(yīng)該流過續(xù)流二極管的電流就會嘗試通過該體二極管，這樣就很容易讓其受到損傷，IC 的功能自然也就不正常了。參見下圖，它借用自我們前面提及的 AN063。
續(xù)流二極管的損耗是在進(jìn)行型號選擇時(shí)必須考慮的一個(gè)因素，它不能超出所選二極管的最大承受能力。續(xù)流二極管的損耗包含兩個(gè)部分，一為導(dǎo)通損耗，一為切換損耗。導(dǎo)通損耗與正向?qū)妷汉碗娏饔嘘P(guān)，切換損耗則與其結(jié)電容有關(guān)。續(xù)流二極管的實(shí)際功耗可由下述公式進(jìn)行估算：
其中的 CJ 是續(xù)流二極管的結(jié)電容容量。
關(guān)于續(xù)流二極管的選擇，除了這里提到的內(nèi)容以外，應(yīng)用筆記 AN063 里還特別比較了平面型肖特基二極管和溝道型肖特基二極管的差異，它們由于具有完全不同的反向漏電流特性而在高溫高壓的應(yīng)用中表現(xiàn)出完全不同的特性，其差異有可能會讓你大吃一驚，對此感興趣者可以前去了解一下。
輸出電壓的設(shè)定
在輸出端和 GND 之間連接一個(gè)電阻分壓器，將其中間節(jié)點(diǎn)和 FB 連接起來，這樣就可完成對輸出電壓的設(shè)定。
電阻分壓器可使 FB 以確定的比例感知到輸出電壓的任何變化，輸出電壓和兩個(gè)分壓電阻之間的關(guān)系如下式所示：
其中的 VREF 是參考電壓，其典型值為 0.8V。
電阻分壓器應(yīng)該被放置在距離 FB 引腳不超過 5mm 的地方。R2 的取值不應(yīng)該大于 80kΩ 以避免噪聲的影響，與其對應(yīng)的 R1 可用下述公式計(jì)算得到：
為了保證輸出電壓的精度，分壓電阻應(yīng)該具有 ±1% 或是更高的精度。
補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)
環(huán)路補(bǔ)償?shù)淖饔檬谴_保系統(tǒng)在擁有最好的動(dòng)態(tài)特性的同時(shí)還能穩(wěn)定地運(yùn)作，這在沒有補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)中是很難做到的。電源系統(tǒng)不穩(wěn)定的典型表現(xiàn)包括出現(xiàn)在磁性元件或陶瓷電容里的音頻噪聲、開關(guān)切換波形的抖動(dòng)、輸出電壓的波動(dòng)以及 MOSFET 功率開關(guān)的過熱表現(xiàn)等等。在大多數(shù)情況下， RTQ6363 使用的峰值電流模式控制架構(gòu)僅需使用兩只外部元件即可獲得穩(wěn)定的效果，參見下圖 8。
通過使用適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償，我們在設(shè)計(jì)中便可使用任何類型的電容，其容量也可以根據(jù)不同的需要進(jìn)行選擇，控制回路的交叉頻率也可以根據(jù)需要進(jìn)行設(shè)定，還能優(yōu)化瞬態(tài)響應(yīng)的表現(xiàn)。
在環(huán)路的交叉頻率附近，峰值電流模式 Buck 轉(zhuǎn)換器的控制回路（PCMC）可以被簡化為如圖 9 所示的形式：
我們這里介紹的方法可以簡化計(jì)算過程，忽略了 IC 內(nèi)部的斜率補(bǔ)償帶來的影響。由于忽略了斜率補(bǔ)償，實(shí)際的交叉頻率通常就會低于計(jì)算所得的交叉頻率。在將計(jì)算所得的結(jié)果用于產(chǎn)品生產(chǎn)以前，對模型進(jìn)行仔細(xì)的測試驗(yàn)證是非常必要的。需要注意的是，即使電源供應(yīng)器的理論模型都是正確的，它也不能將實(shí)際電路的寄生參數(shù)和元件的非線性特性都包含進(jìn)去，其中就包括輸出電容的 ESR 變化、電感和電容的非線性特性等等，另外還有 PCB 上的電路噪聲、測量精度的限制等等都會導(dǎo)致測量誤差。使用網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行測量可以獲得準(zhǔn)確的波特圖，而立锜應(yīng)用筆記 AN038 （《怎樣利用快速瞬變負(fù)載測試 DC/DC 轉(zhuǎn)換器》）也提供了另外一個(gè)可以快速進(jìn)行穩(wěn)定性測量的替代方案，實(shí)施起來也非常容易。
一般情況下，使用下面的步驟即可將補(bǔ)償元件的參數(shù)計(jì)算出來：
1．設(shè)定交叉頻率 fC。為了保持環(huán)路的穩(wěn)定，目標(biāo)中的環(huán)路增益應(yīng)該是從很低的頻率開始到超出交叉頻率的范圍內(nèi)有 -20dB/dec 的斜率。通常來說，推薦將交叉頻率設(shè)定在工作頻率的 1/20~1/10 即工作頻率 fSW 的 5%~10% 的范圍內(nèi)。對 RTQ6363 來說，還有不要使交叉頻率高于? 80kHz 的要求。從動(dòng)態(tài)特性的角度考慮，較高的帶寬會帶來較快的瞬態(tài)響應(yīng)速度，但也會同時(shí)導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器對噪聲影響的敏感，可以讓我們很容易就會在開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓波形上看到下降沿的抖動(dòng)現(xiàn)象。
2．計(jì)算 RCOMP：
其中，gm 是誤差放大器的傳導(dǎo)系數(shù)（440μA/V），gm_cs 是 COMP 對電流信號的傳導(dǎo)系數(shù)（12A/V）。COUT 會受到溫度、直流偏置電壓和開關(guān)切換工作頻率的影響，設(shè)計(jì)時(shí)必須把這些因素考慮進(jìn)去。
3．必須用一個(gè)零點(diǎn)來補(bǔ)償由輸出電容和最大負(fù)載（RL）給轉(zhuǎn)換器帶來的極點(diǎn)的影響，由此可計(jì)算出 CCOMP：
4．輸出電容 COUT 和它的 ESR 會決定一個(gè)環(huán)路零點(diǎn)的位置，增加一個(gè) CCOMP2 電容可引入一個(gè)極點(diǎn)來消除該零點(diǎn)的影響，其位置應(yīng)該位于該 ESR 零點(diǎn)處或是工作頻率的 1/2 處。CCOMP2 的計(jì)算公式如下：
如果工作頻率的 1/2 低于 ESR 零點(diǎn)頻率，補(bǔ)償極點(diǎn)就需要設(shè)定在工作頻率的 1/2 處，此時(shí)就有
需要注意的是，CCOMP2 是個(gè)可選的元件，其作用是增強(qiáng)轉(zhuǎn)換器不受噪聲影響的能力。
自舉驅(qū)動(dòng)器的供電問題
連接在 BOOT 和 SW 引腳之間的自舉電容 CBOOT 是用來生成一個(gè)高于輸入電壓 VIN 的電壓軌，一個(gè)內(nèi)部電壓源可在續(xù)流二極管導(dǎo)通時(shí)經(jīng)過一只內(nèi)部二極管對它進(jìn)行充電，充入其中的電能可在隨后發(fā)生的上橋?qū)ㄆ陂g提供電源供應(yīng)。對于大多數(shù)應(yīng)用來說，一只 0.1μF、0603 封裝的 X7R 規(guī)格電容就可以滿足這只電容的需要，其耐壓規(guī)格應(yīng)該等于或大于 6.3V。
外加自舉充電二極管
當(dāng)輸入電壓低于 5.5V 或是占空比高于 65% 時(shí)，必須利用連接在外加的 5V 電源和 BOOT 引腳之間的另外一只二極管來改善上橋 MOSFET 開關(guān)的導(dǎo)通狀況以提高效率，推薦的應(yīng)用電路如下圖所示：
這只二極管可以是低成本的 1N4148 之類的型號，而另外的 5V 電源可以是系統(tǒng)中另外的 5V 電壓源，或者就是 RTQ6363 自身輸出的 5V 電壓，需要注意的是 BOOT 引腳和 SW 引腳之間的電壓 VBOOT_SW 必須低于 5.5V。下圖顯示的是有這個(gè)外加電源和沒有這個(gè)外加電源時(shí)的效率之間的差異：
可選的外加自舉電阻
IC 內(nèi)部用來驅(qū)動(dòng)上橋 MOSFET 開關(guān)的柵極驅(qū)動(dòng)器都是經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計(jì)的結(jié)果，它總是被設(shè)計(jì)得足夠強(qiáng)大，足以驅(qū)動(dòng)開關(guān)快速通斷以降低功率損失，同時(shí)又不能太強(qiáng)，以便能將 EMI 問題控制到發(fā)生幾率最小的程度。EMI 問題的產(chǎn)生通常就是因?yàn)殚_關(guān)導(dǎo)通的速度太快了，會生成很大的 di/dt 噪聲；而在開關(guān)截止的時(shí)候，開關(guān)節(jié)點(diǎn)儲存的電能又需要被電感電流造成的放電過程釋放掉，這時(shí)存在上橋開關(guān)已經(jīng)截止和續(xù)流二極管還處于截止?fàn)顟B(tài)的死區(qū)時(shí)段。
在某些清況下，人們希望 EMI 問題要盡可能少，即使造成更多的功率損耗也在所不惜，這時(shí)就可以在 BOOT 端和自舉電容的連接線上串入一只自舉電阻 RBOOT，這可以帶來降低上橋 MOSFET 開關(guān)導(dǎo)通速度的效果，其具體做法見下圖，其中接入的電阻 RBOOT 的值可以從幾個(gè) Ω 到 10Ω，封裝可以是 0402 或 0603 的。
這種做法可以降低上橋 MOSFET 開關(guān)的導(dǎo)通速度，相應(yīng)的 VSW 的上升速度就可以降下來。
既能改善 EMI 性能、又能提高上橋 MOSFET 開關(guān)導(dǎo)通程度的推薦電路見下圖，其重點(diǎn)是利用外加的電源來提高了上橋 MOSFET 開關(guān)的驅(qū)動(dòng)電壓，但是其導(dǎo)通的速度依然是受到了限制的。
（未完待續(xù)）
轉(zhuǎn)載自RichtekTechnology。
