芯耀
4.1萬
01
前言
輔助電源，也就是交直交主回路意外的其他變換電源，一般我們習慣叫開關電源。開關電源綜合應用了半導體變流技術、電子及電磁技術、自動控制技術等電力電子技術，它和線性穩(wěn)壓電源相比，具有功耗小、效率高、體積小、重量輕、穩(wěn)壓范圍寬等突出的特點，因而被廣泛應用變頻器的輔助電源。但開關電源突出缺點是產(chǎn)生較強的電磁干擾 EMI。它產(chǎn)生的 EMI 信號，既占有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。這些 EMI 信號經(jīng)過傳導和輻射方式污染電磁環(huán)境，對通訊設備和電子儀器造成千擾。如果處理不當，開關電源本身就會變成一個子擾源。
由于 IGBT 模塊化的程度越來越高，主回路的設計不再那么復雜，反倒是開關電源這塊兒顯得更為難搞。今天我們就來簡單聊一聊開關電源部分。
02
單端反激式原理
我們在來簡單地了解一下單端反激式的變換原理，下面是一個簡單的電路圖:
單端反激變換電路是脈沖變壓器原副邊隔離多輸出的結(jié)構(gòu)，原邊開關 Q1 導通，從同名端的標注可知，副邊感應電壓因二極管 D 反向不能產(chǎn)生回路電流，原邊輸入能量以磁能形式存儲在隔離變壓器(也是電感器)中；當開關 Q1 斷開時，二極管 D 正向偏置導通，副邊對電容充電和對負載供電的電流。由于開關 Q1 與二極管 D 的工作相位相反，即開關 Q1 關斷時 D 開通，耦合能量經(jīng)副邊傳至負載，因此稱作反激式變換器。該電路的優(yōu)點就是簡單，只需要一個磁元件，一個開關就可以完成多輸出隔離，降、升壓的要求。
該電路的磁元件設計有一定要求，它既是隔離變壓器，又是儲能的電感，在多繞組輸出時要求有良好的交叉調(diào)節(jié)特性（即副邊繞組相互之間耦合?。?。由于隔離變壓器具有儲能作用，為了使磁芯不易飽和，一般使用軟磁粉末壓制的磁芯并增加磁芯氣隙來增大磁芯的儲能，使其不易達到飽和。
這里使用了反饋回路進行輸出電壓控制，確保不同負載下輸出電壓的穩(wěn)定(普遍都會有此反饋)。
接下來我們以一個例子來聊聊反激式開關電源的設計步驟。
03
設計和計算
設計要求：
1、輸入電源范圍：DC250V～DC850V
2、電源輸出穩(wěn)態(tài)精度指標：
第 1 路：輸出電壓+15±5％V，輸出功率 33W；
由此進行二次穩(wěn)壓，輸出電壓+5±5％V，輸出功率 4W；
第 2 路：輸出電壓 -15±5％V，輸出功率 2W；
第 3 路：輸出電壓 24±10％V，輸出功率 10W；
【注】：
①第 1 路和第 2 路為共地電源，第 3 路為獨立電源；
②當輸入電壓小于 400V 時，開關電源能正常工作，輸出功率可降為 20W，當輸入電壓在 400V~800V 時，要求輸出功率能達 33+2+10=45W。
3、電壓紋波指標：各路輸出紋波<2％。
4、電源噪聲指標：各路輸出噪聲<5%(20MHz)。
5、輸出功率指標：輸出功率 10～45W
6、絕緣耐壓及安規(guī)指標：電源輸入對輸出耐壓 3750VAC。功率模塊(1200V 模塊)驅(qū)動電路電源之間絕緣電壓 2500VAC。功率模塊(600V 模塊)驅(qū)動電路供電的電源之間絕緣電壓 1200VAC。
確定拓撲
由于電源輸出路數(shù)較多，且輸出功率不大，電路選取完全能量傳遞方式單端反激式電路結(jié)構(gòu)，如下圖：
開關管驅(qū)動控制芯片選電流控制型 PWM 芯片 UC2844(這類芯片也是蠻多的，系列延伸也多，大家可以去了解一下)，輸出穩(wěn)壓控制采用 TL431 基準源，開關頻率設定為 41kHz。
確定電源工作狀態(tài)參數(shù)
①計算變壓器原邊輸入功率
我們這里假設變壓器的傳輸效率是 95%，那么其原邊的輸入功率為：
Pin=Pout/0.95=45/0.95=47.4W
②確定最大導通占空比
設最小輸入電壓 Uin,min=400V 時，Dmax=31%
③確定開關頻率和變壓器原邊電感量
當輸入電壓為 400V 時，
假設開關頻率 f=41kHz，則有
取 L=4mH。
④計算變壓器原邊電流峰值
⑤最大導通時間
⑥確定變壓器變比并計算反激時間
由于變壓器工作在完全能量傳遞方式，其激磁和去磁的伏秒積相等，故有：
假設 K=13，則：
⑦校驗
滿足能量傳遞方式的要求。
變壓器繞組電流的計算及線徑、匝數(shù)的選取
①計算變壓器原邊電流有效值
②變壓器原邊繞組線徑的選取
取導線的電流密度為 24A/mm ，則線徑：
實際選取 0.5mm。
③計算副邊繞組電流峰值
副邊繞組電流與負載電流波形如下：
在電路穩(wěn)定工作時，流過副邊繞組濾波電容的平均電流為零，因此有副邊繞組電流的平均值等于負載電流，即：
第一路：
第二路：
第三路：
④計算副邊繞組電流有效值
第一路：
IS1=0.462*6.88=3.12A
第二路：
IS2=0.462*0.41=0.19A
第三路：
IS3=0.462*1.3=0.6A
⑤副邊繞組線徑的選取
按計算所需導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響，當直徑大于兩倍穿透深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當 f=40kHz 時，圓銅導線的穿透深度為 0.3304mm，所以這里采用多股導線并繞，取導線的電流密度為 24A/mm ，則線徑：
第一路：
實選 0.75*4mm
第二路：
實選 0.5mm
第三路：
實選 0.75mm
⑥變壓器原邊匝數(shù)計算
實選 130 匝。
其中：
ΔB——磁感應強度(單位:T)，與磁芯材料、繞組電流大小和匝數(shù)有關
A——磁芯截面積(單位:2 mm)，這里選 EC35 磁芯。
此處 Ton 的單位用 us。
⑦變壓器副邊主反饋繞組匝數(shù)計算
第一路：
⑧變壓器副邊其它繞組匝數(shù)計算
第二路：
第三路：
實取 15 匝。
副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算和電容選取
①按輸出紋波電壓的要求計算最小輸出電容
當電路穩(wěn)定工作時，對任意負載均有：
其中：C 為電容容量，Rc 為電容阻抗。
各路輸出紋波電壓根據(jù)要求按 1%計算，得各路電容應滿足的必要條件：
第一路：
第二路：
第三路：
②副邊輸出濾波電容紋波電流有效值計算
第一路：
第二路：
第三路：
③濾波電容的選取
綜合考慮以上 3 個條件：容量、阻抗、紋波電流的大小，選取以下電容：
第 1 路：
3*1000uF/35V，其并聯(lián)后的阻抗小于 0.019Ω，允許紋波電流大于 5.19A；
第 2 路：
560uF/35V，其阻抗小于 0.082Ω，允許紋波電流大于 1.16A；
第 3 路：
1000uF/35V，其阻抗小于 0.058Ω，允許紋波電流大于 1.71A。
副邊整流二極管的選取
①二極管反向耐壓
第一路：
第二路：
第三路：
考濾開關電源上電時的沖擊電壓，以上各管均選反壓 200V 以上的二極管。
②二極管正向電流及損耗
第一路：
第二路：
第三路：
整流二極管截止時，承受的反向電壓值
選取整流二極管要保證反向耐壓值 URM＞UDP，整流二極管電流有效值應滿足 IF＞Po/Uo=Io。
此外，為減小輸出紋波和噪聲，變壓器副邊輸出整流二極管應選快恢復二極管，且負載較大者應在副邊整流二極管兩端并聯(lián)阻容吸收電路，注意吸收電容的耐壓值要高，這里取 R=100Ω，瓷片電容 C=470pF，耐壓 1kV。
開關電源原邊電路參數(shù)的計算
原邊電路圖如下：
①驅(qū)動電阻 Rdrv 的選取
這里 Vcc>15V，當開關管 Q 的 G 極電壓達 10V 時，開關管能完全開通。為了使開關管的開通和關斷損耗最小，則應使：
取 Rdrv=33.3Ω，其損耗為
P=fCiVCC²=41*0.99*15²/10³=9.1mW
其中
Rdrv——開關管門極驅(qū)動電阻
Ci——開關管 Q 的輸入電容
tr,tf——開關管開通和關斷時間
②電流采樣電阻 Rs 的選取
由于 UC2844 的第 3 腳電平大于等于 1V 時，其第 6 腳輸出低電平，則為了使電源能輸出最大功率，選：
Rs=1/Ip=1/0.76=1.32Ω
實際選用 1Ω/1W。
③電流環(huán)濾波時間常數(shù) R1C1 的確定
本電路主要是為了濾除門極驅(qū)動電流對 UC2844 第 3 腳電平的影響，一般門極驅(qū)動電流影響 UC2844 的電平小于 0.1V 能滿足要求。故有：
解得
R1C1≥193.8ns
?。篟1=1kΩ，C1=470pF
④吸收電路參數(shù) RCD 的計算
a. 電容 C 的選取
吸收電容的容量計算：
設原邊電感的漏感儲能全部由電容轉(zhuǎn)化為吸收電容的儲能，則：
其中：
Ls——原邊電感漏感
C——吸收電容容量
Uc——吸收電容電壓
一般要求ΔUc＜50V，Ls＜120uH，則 C 可選：
吸收電容耐壓的計算，電容耐壓的選取：
Vc＞13*15+50=245V
我們這里取 600V。
b. 吸收電阻的選取
這里我們選取：R=51K/2W*2，其損耗為
P=(13*15)²/(102*1000)=0.373W
c. 二極管 D 的選?。?/div>
反向耐壓要求
VR＞800+13*15+50=1045V
由于變壓器電感的電流峰值才 0.76A，故選：D=1A/1400V 可滿足要求。
⑤開關管 Q 的選取
直流母線電壓短時可能達到 850V， 所以 MOS 管截止時，集射極間承受的最大峰值電壓
UCEP=Ui+nUo=850V+210=1060V
MOS 管最大電流為
p+IRCD=0.95+0.265=1.215A
式中，IRCD 為 MOS 管導通時 RCD 吸收電路產(chǎn)生的電流，可由下面吸收電路計算得到。
考慮到啟動瞬間 MOS 管電壓比正常工作時要高，所以選擇 1500V 的 MOS 管，其損耗為
式中，
Co.Q——MOS 管輸出電容，125pF
Ron.Q——MOS 管導通電阻，10Ω
tf——MOS 關斷時的電流下降時間，60ns
⑥啟動電阻 R2、R3 的選取
依 UC2844 資料，其最大靜態(tài)工作電流為 1mA，則應使：
選取：R2=100K/2W*2+51K/2W*2；R3=100KΩ。
⑦啟動電容 C2 的選取
a. 副邊輸出電壓上升時間 tro 的計算：
由于在副邊電壓上升的過程中，電壓環(huán)不起作用，僅有電流環(huán)起作用，電源進入限流工作模式，按變壓器的傳輸效率為 0.95 計算，有：
b. 啟動電容 C2 的估算：
UC2844 資料表明，當電源電壓低于 10V，UC2844 停止工作，其工作時最大工作電流為 17mA，考濾其外圍電路的影響，取 20mA。為了確保電源能一次性啟動完成，同時留 1V 裕量，應使：
(16-11)C2≥20tro
C2=4tro=36uF
暫取 C2=100uF。
⑧打嗝電阻 R4 的估算
即
R4=133Ω
根據(jù)經(jīng)驗，我們這里暫取 R4=50Ω。
⑨振蕩電阻電容的選取
由于振蕩頻率為輸出開關頻率的兩倍，根據(jù) UC2844 資料，選：
RT=4.7KΩ，CT=4.7nF
實際設計中，這兩個參數(shù)還需要根據(jù)實驗進行調(diào)整。
⑩開關管 Q 的功耗計算
電壓控制環(huán)參數(shù)計算
電壓反饋電路如下：
副邊電壓變化速度不快，故可采用低速光耦，適用的光耦有：TLP521、PS2501、PC817 等，這里采用 PS2501，其最小電流傳輸比為 80％。為了能反映反饋電壓的變化，光耦應工作于線性區(qū)，所以當反饋電壓為+15V 時，設計光耦副邊電流為 1mA，其原邊電流 IF＝1.25mA，原邊壓降 UD＝1.2V，I431A≈2mA。此處 TL431A 作比較器用， 即由 R1、R2 確定的 REF 端電壓 U8 與 TL431A 內(nèi)部的 2.5V 基準電壓進行比較，因此陰極電位由外部電路決定。當反饋電壓為+15V 時，U8＝2.5V，設定陰極電位 U 陰極為 11V（U 陰極可以設定的范圍為+5V~+12V，若設定值太大，管子功耗將大大增加）。當反饋電壓大于+15V 時，U8 增大，U 陰極減小，IF 增大，UC2844 調(diào)節(jié)副邊電壓降低。同理可分析反饋電壓小于+15V 的情況。
①分壓電阻 R1、R2 的選取
忽略 TL431 的 Iref（約 4uA）的影響，則有：
選：R1=10KΩ，R2=2KΩ
②電阻 R7 的選取
根據(jù) UC2844 的資料和前面計算結(jié)果，得：
得 VP1=3.68V
為了不使光耦原邊工作電流過小，取 R7=1KΩ，此時流過光耦副邊的電流為：
(5-3.68)/1+1=2.32mA
根據(jù) PS2501 資料查得此時光耦原邊電流約 1.55mA，壓降
約 1V。
③電阻 R4、R5 的選取
為了使電源有較好的電壓調(diào)節(jié)范圍，設計時選 TL431 第 1 腳的工作電壓為 10V 左右。
R4(1.55+1/R5)+1=15-10=5V，取 R4=R5，得 R4=R5=2.6KΩ，實取 R4=R5=2KΩ。此時 TL431 第 1 腳的工作電壓為 11V。
④比例電阻 R3 和積分電容 C2 的選取
此電源設計時其開關周期為 24.4us，為使電源有較好的穩(wěn)定度，選取 R3C2 約為開關周期的 4~5 倍，即
24.4*4=97.6＜R3C2＜24.4*5=122
選 R3=10KΩ，C2=10nF
⑤微分電阻 R6 和微分電容 C1 的選取取
為使電源有較快的動態(tài)響應速度（小于 1 周期），同時又不致于過于靈敏，選：
R6C1=20us，取 R6=2KΩ，C1=10nF。
以上的計算只是初步的，具體還需要根據(jù)實驗進行調(diào)整！
電源輸出過壓保護電路
原理圖如下：
電路的工作電源為 UC2844 的電源，電路的保護輸出端為 Q3 的集電極。電路在上電或正常工作時，穩(wěn)壓二極管 DZ1 截止，Q2 由于其基極下拉電阻 R5 而處于截止狀態(tài)，Q1 由于其基極上拉電阻 R1 也處于截止狀態(tài)；同時 Q1 和 DZ1 的漏電流在 R5 上的壓降不致 Q2 導通，Q2 的漏電流在 R1 的壓降不致 Q1 導通，由于 Q1、Q2 的正反饋作用，Q3 處于截止狀態(tài)。當電源輸出過壓時，UC2844 電源的電壓也隨之增大，當大于約 18.6V 時，DZ1、Q2、Q3 導通，Q3 導通使開關電源停止工作，Q2 導通使 Q1 導通，同時由于 Q1、Q2 的正反饋作用，使其處于保持導通狀態(tài)，直至 UC2844 的電源電壓低于某值，流過 Q1、Q2 的電流小于其保持電流，電路才恢復截止狀態(tài)。但由于 UC2844 的電源有 300KΩ的啟動電阻與開關電源的輸入相連，使流過 Q1、Q2 的電流大于其保持電路，因此電路有可能會一直處于保護狀態(tài)，直至變頻器掉電。但若電路參數(shù)設計得當，電路則工作于過壓打嗝保護狀態(tài)。
①器件功能
? 穩(wěn)壓二極管 DZ1，過壓設定值；
? 電阻 R1，三極管 Q1 的基極上拉電阻；
? 電阻 R5，三菜管 Q2 的基極下拉電阻；
? 三極管 Q1、Q2，與周圍電阻構(gòu)成觸發(fā)保護電路；
? 電容 C1、C2，濾波電容，提高電路的抗干擾性能。
②參數(shù)計算
a. 選 DZ1 為 18V 的穩(wěn)壓管，選 Q1 為 PMBT4403 的三極管，Q2、Q3 為 PMBT4401 的三極管；根據(jù) Q1~Q3 的資料，取其電流放大倍數(shù)均為 30。
b. 取 R2=R3=R4=R5，同時能使電路在 UC2844 電源電壓低于 5V 時自動解除封鎖，則：
得：R2=11.1KΩ，取 R2=R3=R4=R5=10KΩ。
c. 為使電路能自動解除封鎖，則 R1 應滿足：
得 R1<1.3KΩ,取 R1=1KΩ。
d. 由于本電路要具有一定的抗干擾性能，同時本電路對過壓保護的速度要求不高，電容 C1、C2 選常用的 0.1uF 電容。
04
開環(huán) DC/DC 開關電源
在大功率機型中，每個 IGBT 的驅(qū)動需要提供一個正向開通電源和一個反向關斷電源，6 路 IGBT 需要 6 組電源，這些電源一般通過 DC/DC 變換得到。由于該電源的原邊電壓來自前級的 AC/DC 變換，電壓值一般比較穩(wěn)定（12V、15V 或者 24V），因此這里的 DC/DC 變換采用開環(huán)控制即可。
如下圖：
通過合理設定 NE555 的開關頻率和占空比和脈沖變壓器的變比，可以得到穩(wěn)定輸出的直流電壓，無需反饋。由于是低壓 DC/DC 變換，開關管使用的是低壓高速 mos 管，NE555 的開關頻率一般可以到 100k，這也提高了脈沖變壓器的轉(zhuǎn)化效率。
下面附上一份反激式開關電源設計的資料，某公眾號要分享才能下的，當然也許你們手上也有，哈哈~
鏈接：https://pan.baidu.com/s/1vQkkhC6tr2Y-ww-lr-T0Cg
提取碼：ko7k
又是很長的一段，大家碼后再慢慢看吧。
希望你們能夠喜歡，謝謝。
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