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良好的 EMI 是板級 EMI 設(shè)計和芯片 EMI 設(shè)計結(jié)合的結(jié)果。許多工程師對板級 EMI 的降噪接觸較多，也比較了解，而對于芯片設(shè)計中的 EMI 優(yōu)化方法比較陌生。

今天，我們將以一個典型的 Buck 電路為例，首先基于 EMI 模型，分析其噪聲源的頻譜，并以此介紹，在芯片設(shè)計中，我們?nèi)绾斡嗅槍π缘貎?yōu)化 EMI 噪聲。

一、Buck 變換器的傳導(dǎo) EMI 模型介紹

我們知道，電力電子系統(tǒng)中，半導(dǎo)體器件在其開關(guān)過程中會產(chǎn)生高 dv/dt 節(jié)點與高 di/dt 環(huán)路，這些是 EMI 產(chǎn)生的根本原因。

而適合的 EMI 模型可以幫助我們分析噪聲產(chǎn)生的原因。

同時，由于傳播路徑的不同，EMI 可以分為共模和差模噪聲（可詳見：汽車電子非隔離型變換器傳導(dǎo)與輻射EMI的產(chǎn)生，傳播與抑制）。

圖 1 中展示了一個典型的 Buck 變換器差模和共模噪聲的傳播路徑。

圖 1 Buck 電路中差模和共模 EMI 的傳播路徑

EMI 建模的第一步是把開關(guān)用電流源或電壓源進行等效，等效之后，電路各處的電流和電壓依然不變。然后可以使用疊加定理來具體分析每一個源的影響。

以一個 Buck 變換器為例，在圖 2(a) 中，我們將開關(guān)用電壓源和電流源進行替代，由于差模電流不留經(jīng)參考地，因此電路到參考地的寄生參數(shù)可以忽略。

在圖 2(b) 中，我們使用疊加定理對其分別進行分析，需要注意的是，當(dāng)分析某一個源的影響時，其他的電壓源需做短路處理，而其他的電流源需進行開路處理。由圖 2(b) 可知，實際上差模電流的源可以用 Buck 上管的電流等效，而最終的等效模型可簡化為圖 3 的形式。

(a) 使用替代定理將開關(guān)等效為電壓源或電流源 (b) 使用疊加定理分析每個源的影響
圖 2 Buck 差模 EMI 噪聲模型推導(dǎo)

圖 3 Buck 差模 EMI 噪聲模型

由于差模噪聲是由開關(guān)電源本身運行狀態(tài)決定的，因此，降低差模噪聲的主要方法是設(shè)計合理的差模濾波器，而與芯片設(shè)計關(guān)系不大。本次分享不展開討論。

另一方面，對于共模 EMI 噪聲來說，我們可以通過類似的方式進行建模，圖 4 展示了建模的過程。值得一提的是，對于共模噪聲，由于輸入、輸出電容的阻抗通常遠小于電路對地寄生電容的阻抗，因此在建模中，輸入、輸出電容可以作為短路處理。而最終的等效模型可簡化為圖 5 的形式。

(a) 使用替代定理將開關(guān)等效為電壓源或電流源 (b) 使用疊加定理分析每個源的影響
圖 4 Buck 共模 EMI 噪聲模型推導(dǎo)

圖 5 Buck 共模 EMI 噪聲模型

有點工程師朋友可能會有疑惑，這個模型如此簡潔，那么一些其他的電路元件是不是被忽略了呢？（比如圖 6 中所示的 RC Snubber 元件）

但實際上，答案是并不會。

盡管 EMI 模型是相同的，但實際上開關(guān)波形會受到外部電路的影響，而這一部分已經(jīng)被包含在了噪聲源 VSW 中。而在電路分析中，與一個電壓源并聯(lián)的器件可以忽略。正因如此，我們可以看到，圖 6 中的 RC Snubber 可以從最終模型中去掉。

圖 6 對于并聯(lián)元件的討論

二、EMI 共模噪聲源的頻譜分析

根據(jù)上一節(jié)的內(nèi)容，我們知道對于 Buck 變換器來說，它的共模 EMI 噪聲源即為開關(guān)節(jié)點的電壓。

在忽略開關(guān)振蕩時，Buck開關(guān)節(jié)點電壓波形可以等效為一個梯形波，如圖 7(a) 所示。其中梯形波的幅值即為 Buck 的輸入電壓，和對應(yīng)節(jié)點電壓的上升和下降時間，波形的周期為 Buck 的開關(guān)頻率的倒數(shù)，為 buck 電路的占空比。

(a) 梯形波的時域波形 (b) 梯形波的頻譜及其包絡(luò)
圖7

如果在頻域上對這個波形進行分析，我們將會得到形如圖 7(b) 中的頻譜，而它的包絡(luò)線分為兩段：從到(取上升時間和下降時間中的較小值)，頻譜的包絡(luò)以每十倍頻率 20dB 下降；而在之后，頻譜的包絡(luò)以每十倍頻率 40dB 下降。

那這個結(jié)論是怎么產(chǎn)生的呢？

實際上，如果對此梯形波進行傅里葉分解，我們將會得到如下的表達式，其中，為其 n 次諧波的幅值。

對這樣的形式，在時，；在時，。

因此我們可以將其簡化為公式（2）中所示的形式，并依此畫出包絡(luò)線。

對于到區(qū)間的表達式，函數(shù)與頻率成反比；而在之后，函數(shù)與頻率的平方成反比。因此我們得到了圖 7 中展示的斜率。

從公式（1）中我們還可以得到一些有趣的結(jié)論。

如圖 8 (a) 所示，如果 d = 0.5，當(dāng) n 為偶數(shù)時，，因此在頻譜上是沒有偶數(shù)次諧波分量的。

另外，如圖 8 (b) 所示，當(dāng) d 與 0.5 接近的時候，偶次諧波的包絡(luò)約等于。對于汽車電子來說，12V 轉(zhuǎn) 5V 是一個很常見的應(yīng)用，此時的占空比也比較接近 0.5，可以用這個結(jié)論幫助進行分析。

(a) 占空比為0.5的梯形波頻譜 (b) 占空比接近0.5的梯形波頻譜
圖 8

從公式（2）中，我們也可以對開關(guān)頻率以及上升下降時間的影響進行量化分析。

在其他條件不變的前提下，如圖 9 (a) 所示，如果開關(guān)頻率提高十倍，高頻 EMI 的噪聲源會整體提高 20dB；而如圖 9 (b) 所示，如果開關(guān)上升/下降時間變?yōu)槌跏贾档氖种?，則高頻 EMI 的噪聲源也會整體提高 20dB。

因此，提高開關(guān)頻率雖然有助于減小電感元件，但確實也對 EMI 提出了更高的挑戰(zhàn)。而對于芯片設(shè)計來說，MPS 的大部分汽車電子芯片都支持客戶通過模擬或者數(shù)字的形式來設(shè)置開關(guān)頻率，從而幫助客戶通過 EMI 測試。

(a) 開關(guān)頻率對頻譜的影響 (b) 上升、下降時間對頻譜的影響
圖 9

以上分析主要是基于理想開關(guān)波形，而實際開關(guān)波形（如圖 10(a) 所示）則往往會帶有一些振蕩，而在 EMI 頻譜上，在對應(yīng)振蕩頻率的位置也會出現(xiàn)一個凸起（如圖 10(b) 所示）。我們將在下一節(jié)中分析如何對這個問題進行優(yōu)化。

(a) Buck變換器開關(guān)波形實測結(jié)果 (b) 實際波形的FFT分解結(jié)果
圖 10

三、IC 設(shè)計中優(yōu)化 EMI 的方法

1. 對開關(guān)波形振蕩的優(yōu)化

我們知道，在實際電路中，芯片、無源元件，以及 PCB 走線都會帶來一些寄生參數(shù)。而在開關(guān)過程中，這些寄生參數(shù)會造成一些振蕩。

圖 11(a) 中展示了 Buck 變換器上管開通過程中，形成開關(guān)節(jié)點振蕩的回路，其中 , 為 PCB 走線帶來的寄生電感，為引腳到芯片內(nèi)部晶片各節(jié)點的引線電感，為 MOS 管的寄生電容。

這個回路其實是距離芯片最近的一顆輸入電容 CIN 與芯片上下管之間形成的回路。在諧振發(fā)生時，CIN 上的電壓較穩(wěn)定，可以近似等效為輸入電壓 VIN。

(a) Buck 變換器上管開通過程中的振蕩路徑 (b) 振蕩簡化模型
圖 11

通過進一步簡化，我們可以得到圖 11(b) 中的串聯(lián)諧振模型，其中，為上管在開通過程中的電阻：

值得一提的時，在開通過程中，F(xiàn)ET 處于飽和區(qū)，隨著 VG-S 的增加，會逐漸減小，最終達到導(dǎo)通電阻。

對于這個串聯(lián)諧振，其品質(zhì)因數(shù) Q 如（5）所示：

我們知道，Q 值越大，振蕩越強烈。因此，為了從源頭上減小這個振蕩，我們需要做的是減小的值，或者增大和。

在板級電路的設(shè)計上，是有一些方法來做到這點的。比如通過在下管并聯(lián)一個 RC snubber，可以等效增大電容；或者通過增加 Bootstrap 電阻來減小開通速度，從而等效增大諧振發(fā)生時的。但這些方法也有一些副作用，如增加了損耗，也增加了電路成本。

從芯片設(shè)計上進行優(yōu)化的優(yōu)勢更明顯，副作用更小。從封裝技術(shù)上，相比傳統(tǒng)的引線鍵合封裝（如圖 12(a) 所示），MPS 的倒裝封裝技術(shù)（如圖 12(b) 所示）大幅減小了封裝帶來的寄生電感，可將等從 nH 級降為 pH 級。

(a) 引線鍵合封裝 (b) Mesh Connect 倒裝封裝
圖 12

此外，由于振蕩回路是由 VIN 與芯片內(nèi)部上下管形成，通過將輸入環(huán)路分離為對稱的兩部分（如圖 13(a) 所示），MPS 可以進一步降低輸入回路的寄生電感。

圖 13(b) 對比了引線鍵合、單輸入封裝和倒裝封裝、輸入分離設(shè)計的兩顆芯片的噪聲源頻譜。從圖中可見，封裝的改進帶來了 15dB 以上的提升。

(a) 輸入分離設(shè)計 (b) 噪聲頻譜對比
圖 13

為了進一步減小輸出回路的電感，MPS 還可以進一步將輸入電容也集成在封裝之中。

圖 14 對比了集成輸入電容的開關(guān)波形，由于回路電感進一步減小，諧振頻率已經(jīng)在 1GHz 以上，已經(jīng)超過了許多 EMI 測試的要求范圍。

(a) 不集成輸入電容 (b) 集成輸入電容
圖 14 開關(guān)波形與引腳示意圖

除了封裝技術(shù)之外，在電路設(shè)計上也可以通過動態(tài)調(diào)整開關(guān)速度，使得諧振發(fā)生時，上管處于剛剛導(dǎo)通的狀態(tài)，此時，較大，從而可以有效抑制振蕩強度。這一設(shè)計可通過設(shè)計多級驅(qū)動，并在合適的時間開通不同驅(qū)動來實現(xiàn)。

圖 15 為一個兩級驅(qū)動的示例。

圖 15多級驅(qū)動（以兩級驅(qū)動為例）

圖 16 比較了傳統(tǒng)的單級驅(qū)動方式與兩級驅(qū)動的效果。

從圖 16(a) 的時域波形上可以看出，兩級驅(qū)動有效地降低了開關(guān)時的振蕩，而從圖 16(b) 的頻譜上來，兩級驅(qū)動也有非常明顯的效果，將振蕩產(chǎn)生的 EMI 峰值抑制了 10dB 以上。因為這一方法只改變了諧振回路中的電阻，因此諧振頻率不會發(fā)生變化。
另外，值得一提的是，由于多級驅(qū)動實際上降低了開關(guān)速度，它對開關(guān)損耗是有一定影響的。但相比于增加 Bootstrap 電阻的方法，由于多級驅(qū)動可以動態(tài)調(diào)節(jié)開關(guān)速度，在諧振發(fā)生后，芯片可以加快管子開通速度，從而使得總開關(guān)時間僅有有限的增加，來減少過多的開關(guān)損耗。