芯耀
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表面貼裝電阻器 (SMD) 和現(xiàn)成的電流檢測電阻器 (CVR) 會引入寄生電感，從而導致振鈴和過沖峰值失真。本文描述了一種定義簡單 RC 濾波器的技術，以實現(xiàn)超過 1 MHz 的基于分流器的電流測量。使用矢量網絡分析儀（VNA）測量來確定物理分流 器的頻率響應。時域測量顯示了寄生電感的影響。 然后將分流器建模為一個串聯(lián) RL 電路，并在仿真中 添加一個 RC 濾波器以平坦化響應。應用 RC 濾波器并進行測量，以展示在頻域（VNA）和時域（示波器）兩方面的改進。
引言
在進行精確電流測量時，傳統(tǒng)方法如電流互感器（CT）和電流鉗探頭通常是首選。然而，這些方法存在局限性，尤其是在試圖捕獲高頻信號或快速瞬變時。電流互感器和電流鉗往往會引入相位偏移、信號衰減和帶寬限制等誤差，使其不太適合 MHz 范圍內的精確測量。
電流分流器通過使用低阻值元件將電流轉換為電壓，提供了一種直接的測量方法。與電流互感器和霍爾效應傳感器不同，分流器不受磁干擾或外部場的影響，這使其在高電磁噪聲環(huán)境中非?？煽?。此外，與可能遭受飽和效應和低頻性能限制的電流互感器相比，分流器提供了更寬的頻率響應。分流器還具有緊湊的設計、成本更低的特點，并且通常引入的相位誤差極小，這使其在需要精確、高帶寬電流感測的應用中特別適用。
然而，現(xiàn)成的 SMD 電阻器和商用電流檢測電阻器（CVR）也面臨其自身的挑戰(zhàn)，主要源于寄生電感。這種電感會引入振鈴、過沖峰值失真和不準確的結果，尤其是在超過 1 MHz 時。
為了克服這些問題并在 1 MHz 至 100 MHz 范圍內實現(xiàn)精確測量，需要新的補償和探測技術。通過妥善處理寄生效應，電流分流器可以在高頻環(huán)境中提供更好的保真度，使其成為要求精度超出傳統(tǒng)電流測量方法能力范圍應用的更優(yōu)選擇。像 TICP 系列隔離電流探頭這樣的新探測方法非常適合電流分流測量。其低噪聲架構和隔離設計允許超過 1000 V 的共模電壓額定值和超過 140 dB 的共模抑制比（CMRR），同時測量范圍從 μA 電流到 kA 電流。
電阻器中的寄生串聯(lián)電感
表面貼裝電阻器中的寄生串聯(lián)電感源于電阻器的物理布 局和結構，導致其在較高頻率下表現(xiàn)得像電感器。這種電感受多種因素影響，例如電阻材料（薄膜或金屬箔設計通常比厚膜或線繞設計具有更低的電感）。電阻器的幾何形狀和尺寸也起著作用，較大的封裝和較長的電流路徑會增加電感。內部布局，包括端子長度和端子間距，進一步影響電感值，這可能顯著影響高頻電路中的性能。
圖 1. 特別是對于低阻值的分流電阻，寄生電感在頻率超過 1 MHz 時開始影響整體分流阻抗。
轉折頻率出現(xiàn)在 -3 dB 點，此時傳遞函數(shù) H(ω) 的幅度等于 1/ √2。從該點開始，寄生電感的阻抗主導了分流阻抗，分流器的標稱電阻變得無關緊要。
研究該方程，我們可以看到有用的頻帶隨著 RS 值的減小而變低，也隨著寄生電感值的增加而下降。因此，為了獲得平坦的頻率響應，最好從電路能承受的最大分流電阻值開始，并盡一切可能最小化分流電感。
可以通過仔細選擇電阻材料、選擇“寬而短”的封裝尺寸（如本文使用的 0612 封裝分流器）來降低電感。管理寄生電感的另一種方法是將多個分流器并聯(lián)放置，并測量并聯(lián)組合兩端的電壓，因為并聯(lián)的電感器會降低組合的總電感。
測量如何受到影響
在本例中，一個50 mΩ、1 W的0612封裝電阻器（Susumu PRL1632-R050-F-T1）安裝在夾具上，并使用 VNA 測量其頻率性能。
圖2. 一個簡單的分流電阻電路，配置用于在矢量網絡分析儀（ VNA）上進行 S21 測量。
圖3. 圖 2 中的電路，帶有一個50 mΩ 的薄膜分流電阻器，采用0612 封裝，安裝在夾具上。端口 2 連接在連接到 PCB 中心分流電阻器的方形引腳上。
圖 4. 圖 2 中分流電阻器的 VNA 測量（S21）。光標指示的轉折頻率為 15.1MHz。
VNA 的 S21 圖顯示轉折頻率（-3 dB 點）在 15.1 MHz。僅使用此分流器時，任何超過 15.1 MHz 的測量都將被錯誤地放大和失真。這將影響每個邊沿的峰值電流測量，并使得在快速邊沿上進行精確的功率計算變得不可能。
圖 5 顯示了時域數(shù)據(jù)，比較了來自信號發(fā)生器的無源探頭階躍響應與通過 50 mΩ 分流器的相同階躍響應。邊沿被顯著失真放大。無源探頭階躍響應代表一個控制參考，因為其結構構成了一個精細調諧且平坦的頻率響應測量系統(tǒng)。 這與未補償分流電阻器的極端過沖形成對比。
圖 5. 快速階躍發(fā)生器邊沿的測量。黃色跡線是使用連接到發(fā)生器輸出的 1 GHz 無源探頭測量的。藍色跡線來自測量 50 mΩ 分流電阻兩端電壓的電流分流探頭，該分流器連接到同一個發(fā)生器輸出。
本示例中使用的電流分流探頭是泰克 TICP 系列 IsoVu 隔離式電流分流探頭。要測量分流器上的信號，像 TICP 這樣的低噪聲隔離探頭是理想的選擇。隔離允許分流器放置在電路中的任何位置，甚至在 1800 V 電壓軌上。低噪聲架構提供了比任何高阻抗探頭更高的靈敏度。該探頭在本示例中忠實地測量了分流器的過沖。
圖 6. 用于生成圖 5 測量的測試設置。 一個TPP1000 1 GHz 10x 無源探頭通過轉接板連接到階躍發(fā)生器的輸出端，該輸出饋入分流電阻器夾具。 一個 TICP100 隔離電流分流探頭連接在分流器兩端。
模擬分流器的電感和 RC 濾波器
利用在 VNA 上獲得的 15.1 MHz 轉折頻率，可以創(chuàng)建分流器的等效電感和匹配的單極點 RC 濾波器，以抵消寄生電感引起的零點。使用電路仿真工具，調整等效串聯(lián)電感（ESL）值，直到轉折頻率與 VNA 結果匹配。
圖 7. 在上部模型中，迭代估計 ESL 值，直到在 AC 仿真中復現(xiàn)15.1 MHz 轉折頻率。在下部模型中，一個 R=50 Ω 的 RC 濾波器被插入電路中，以抵消分流器中的寄生電感。這兩個仿真的結果如圖7所示
一旦仿真數(shù)據(jù)與實際 VNA 顯示的數(shù)據(jù)匹配，就仿真一個合適的 RC 濾波器來平坦化組合響應，如圖 7 下部所示。通過改變 Ccomp 值，直到產生的頻率性能平坦，可以找到電容值。得到的 RC 濾波器仿真將用于制作一個實物濾波器，然后可以在 VNA 上以及使用示波器進行時域階躍響應對該組合的性能進行再次檢查。
圖 8. 上部藍色跡線顯示了未補償分流器對 AC 分析的響應，轉折頻率為 15.3 MHz。下部跡線顯示了添加 RC 濾波器后同一電路的平坦得多的響應。
這些仿真預測一個 547 pF 的電容器將顯著平坦化電感引起的尖峰。接下來，將構建該 RC 濾波器，并用實際數(shù)據(jù)確認組合的性能。
用于補償電感效應的 RC 濾波器
圖 9. 基于仿真結果的低通 RC 濾波器，R=50 Ω，C=547 pF。
圖 10. 安裝了低通 RC 濾波器的分流器夾具。
圖 11. 上部（紅色）跡線代表未補償分流電阻器的頻率響應。下部（黑色）跡線代表帶 RC 補償?shù)慕M合網絡的頻率響應。
根據(jù)帶此 RC 濾波器板的 VNA 數(shù)據(jù)，轉折頻率（-3 dB） 從 15 MHz 提高到超過 130 MHz。這是一個簡單的單極點濾波器帶來的超過 8 倍的帶寬提升。時域信息顯示了類似的情況，高頻邊沿與無源探頭階躍響應的匹配度大大提高。再次說明，這里使用無源探頭是為了展示一個接近理想且可用于比較的測量系統(tǒng)。
圖12. 快速階躍發(fā)生器邊沿的測量，類似于圖5，但在分流器兩端應用了低通RC濾波器。黃色跡線是使用連接到發(fā)生器輸出的1GHz無源探頭測量的。 藍色跡線來自測量安裝了低通濾波器（ R=50 Ω， C=547 pF）的 50 mΩ 分流器兩端電壓的電流分流探頭。
通過多極點設計和更精確的分流器行為建模，可以進一步改進。正如您可能預期的那樣，濾波器板本身也有其自身的寄生元件，這些元件也必須被補償，這是一個收益遞減的無限循環(huán)。在 VNA 數(shù)據(jù)中高于 280 MHz 處可以看到這些寄生元件的影響，此時分流器加濾波器的響應再次呈現(xiàn)強烈的感性。
圖 13. 進行圖 10 測量的探測示意圖 。 TICP1000 顯示階躍發(fā)生器的輸出。 TICP1001 隔離電流分流探頭連接在低通濾波器的電容兩端，該濾波器已連接在分流電阻器兩端。
結論
如果不進行補償，分流電阻器會失真放大高頻信號，導致錯誤的峰值電流讀數(shù)和過度的過沖。20 MHz 帶寬的濾波器可以抑制這種響應的最差部分，但要獲得高達 100 MHz 及以上的電流讀數(shù)，必須使用補償濾波器。電流分流器通過將電流轉換為低阻值元件兩端的電壓，提供了一種直接、簡單的測量方法。與電流互感器（CT）和霍爾效應傳感器不同，分流器不受磁干擾和外部場的影響，在高電磁噪聲環(huán)境中提供可靠的性能。它們還提供比電流互感器更寬的頻率響應，電流互感器可能受到飽和和低帶寬規(guī)格的限制。憑借其緊湊的設計、較低的成本和最小的相位誤差，分流器特別適用于需要精確、高帶寬電流感測的應用。
